PWM 控制器设计

     现在感觉是9v1齐纳。这是为了提供一条在 12v 上使用时仍然可以稳定的电源线。以前，以 12v 电源作为参考的电流限制是从该电压得出的。
    主动上拉
    上拉 IC1b 引脚 14 的 4mA 电流源已被移除。这是没有必要的。而是安装了一个 1K 的电阻器。这在零速时需要 9mA，这是一个小缺点。
    有两个 x 470。这些是轴向类型，平放在板上。正如 www 网站页面上所解释的那样，选择电容器类型对于获得性能至关重要，现在使用的是插入式电容器，具有短而粗的引线。
    再生制动失败
    曾经有一个开关将 Tr5 短路以阻止再生制动。现在hiside驱动器已经改变，电路上标记了三个组件。Tr6 的收集器中的 1K 是正常安装的，被移除以阻止再生制动。同时 Tr8 基极的 10K 改变了位置。下面更详细地介绍了 hiside 驱动器的操作，还有一个部分是关于抑制再生制动的。
    Tr4 两端有一个二极管。这是为了将栅极电压尖峰钳位到 9v1 电源。需要这样做的原因涉及并将及时涵盖。
    再生电流限制
    添加了一个新的电路来检测顶部（飞轮）MOSFET。这是隐藏电流限制。它的操作将在后面介绍。
    添加了一个 36v 齐纳二极管。这是过电压钳位，在下面介绍。
    侧边驱动是电机控制器的重要组成部分。我们使用的电路非常简单并且工作得很好，但电流要求很低。它是一个双作用电路，自举泵加主动泵。让我们首先考虑“引导”操作。忽略从 Tr10 的发射器馈电的电容器这一事实--这就是有源泵。
    当电路处于零速、不开关时，Tr5 关闭，下方 MOSFET 关闭，没有电机电流，因此顶部 MOSFET 通过电机有效短路。它的栅极和所有栅极驱动电路有效地处于正电源轨。
    一旦控制器开始运行，初电机速度（平均电压）将非常低。这是通过低侧 MOSFET 导通很短的时间来完成的。在低电平 MOSFET 导通期间，M 线变为低电平。因此，电流从 B+ 线流过两个二极管和 1K 电阻，为 1? 电容器充电。一个 1? 电容器通过 1K 电阻从 24v 开始充电，以 24V/mS（CV=IT 或 V/T=I/C）开始充电，振荡器的标称频率为 20kHz，整个周期为 50? 秒，因此一个短脉冲只有几微秒：1? 电容需要几个周期才能达到任何有用的电压。事实上这无关紧要：如果电容没有充分充电，那么顶部 MOSFET 将无法正常开启，但这并不重要，因为 MOSFET 将简单地像一个续流二极管一样工作，直到 1? 电容充分充电：它仍将允许续流电流循环，但由于未打开，耗散会更高。没关系：由于控制器刚刚开始切换并且平均电机电压非常低，因此电机电流也非常低！当然，如果没有栅极电压，您将无法获得任何再生制动 - 但此时电机实际上并没有移动，因为电压还不足以克服摩擦！事实上，我们只需要自举泵：主动泵几乎是不必要的。没关系：因为控制器刚刚开始切换，平均电机电压很低，那么电机电流也很低！当然，如果没有栅极电压，您将无法获得任何再生制动 - 但此时电机实际上并没有移动，因为电压还不足以克服摩擦！事实上，我们只需要自举泵：主动泵几乎是不必要的。没关系：因为控制器刚刚开始切换，平均电机电压很低，那么电机电流也很低！当然，如果没有栅极电压，您将无法获得任何再生制动 - 但此时电机实际上并没有移动，因为电压还不足以克服摩擦！事实上，我们只需要自举泵：主动泵几乎是不必要的。
    使用有源泵的原因是可以将两个 2QD 背对背连接起来，以制作全桥控制器。在此应用中，一个或其他控制器（取决于方向）在不运行时必须将电机连接短接至电池正极。正如我们刚刚看到的，电路不仅仅使用自举泵来执行此操作，因此此应用中存在主动泵。有源泵通过将方波施加到电容器来工作。当方波较低时，电容通过二极管从 B+ 充电，当方波变高时，它会通过第二个二极管和 1K 电阻放电到 1? 侧储能电容器中，因此即使在 MOSFET 时，栅极电压也保持在约 8.5v没有切换。
    您还会注意到钳位齐纳二极管的位置发生了移动：在较早的电路中，它跨过储能电容器。现在它将驱动器的基极夹紧到 M-。这样做的优点是齐纳电流很低，受基极电容的限制而不是二极管串联电阻的限制，因此齐纳耗散不是问题并且电路可以在更宽的电压范围内工作。这意味着二极管串联电阻可以小得多，因此电容器充电更快。缺点是 NPN 晶体管现在要承受全电源电压加上泵电压。
    再生电流限制
    Tr11、Tr12为再生电流限制电路。虽然其他控制器有电流限制，但它们通常不使用 MOSFET R ds(on)感测，而是使用一些更复杂或更慢的方法。该电路是 4QD 独有的，是一种非常简单、优雅且有效的传感方法。
    考虑电机电流反向流动的电路：电机正在再生，电流从 M+ 流过 MOSFET，然后流向 M-。当顶部 MOSFET 在这些条件下导通时，驱动器试图减少负电机电流，电机的电感保持电流逆着电池电压流动：这是再生电流，为电池充电。很明显，顶部 MOSFET 两端将有高电压，因此 Tr11 将导通。只要顶部 MOSFET 的电压超过2xV，Tr11 就会导通（凭借 10K+10K 基极电阻）。
    当MOSFET 两端的电压低于 2xV 时，Tr12 可能会运行。如果由 10K 和 3K3 基极电阻器定义的跨MOSFET 的电压小于 1.3 倍，它就不会打开）- 在这个电压下，MOSFET 正常导通。但是，如果 MOSFET 中的电流过高，th3 电压会上升到该水平以上，Tr12 会导通，从而将电流注入调制器的输入端。由于我们监测的电流是过度再生引起的MOSFET正向电流，要降低它，我们需要减少再生，我们只能通过降低减速来做到这一点。换句话说，我们必须加速，增加驱动力，减少再生电流。这正是该电路的作用。
    过压钳位
    您会注意到 Tr12 上的 47v 齐纳二极管。之所以选择 47v，是因为所用 MOSFET 的额定电压为 50v。当电源电压上升到 47v 以上时，它就会导通。假设是控制器正在过度再生成一块废电池（也许它已经脱落并被遗忘在高尔夫球场上）。显然，如果没有电池，我们就无法再生制动。所以我们需要提高速度（就像我们对过剩再生电流所做的那样）。这个齐纳二极管做到了这一点。显然，钳位水平需要在 MOSFET 的预期安全操作范围内：47v 可能看起来有点接近允许的 50v，但请记住，50v 是更糟糕的情况：我们永远不应该得到一个会在 50v 时失效的 MOSFET并且有制造商的安全裕度。还请记住，这个齐纳二极管永远不应该进行。它仅限制严重故障条件下的过电压。如果我们在这个故障下没有限制 - 那么控制器肯定会被破坏。接近极限航行仍然会提供很好的保护。
    然而，在这一点上值得补充的是，在使用再生制动的车辆中，进行制动的是电池而不是控制器！如果您住在大山顶，开始时使用充满电的电池是不明智的，因为这样您就没有刹车了！究竟需要多少钳位电压取决于该事件发生的可能性。事实上，它发生过，一位客户使用带有 60v MOSFET 的 48v 控制器。正是出于这个原因，该控制器现在使用 75v MOSFET，并带有 72v 钳位齐纳二极管！这一变化还要求其他几种半导体需要升级到更高电压的设备。
    抑制再生制动
    为什么有人真的想要抑制再生制动？我想是因为他们有一个齿形皮带传动装置，而再生装置以错误的方式传递动力，导致跳齿。有关更多信息，请参阅4QD www 网站上的 文章。
    一些主要是高尔夫球车制造商认为，因为他们安装了机械飞轮装置，所以他们必须抑制再生制动。不正确：由于飞轮，再生制动无能为力，因此无害。
    4QD www 网站上的公共访问 pwm 电路解释了如何实现再生制动。当 loside 关闭时打开 hiside 会产生更好的效率，因为飞轮设备是一个低值电阻器（一个导通的 MOSFET）而不是二极管。电阻器通常压降较少，因此效率更高。hiside 被切换的事实提供了再生制动。
    4QD有一个非常巧妙的同步切换hiside的方法：实际上hiside现在是一个同步整流器：不是新技术，但据我所知，还没有其他公司在电机控制器上使用过这个原理。
    为了抑制再生，1K 被移除（如电路所示。因此 Tr5 断开连接。hiside 将打开。但是 Tr8 的电阻器也被移除，取而代之的是从 Tr8 的基极到电池正极的电阻器线。这使得 Tr8 的基极发射极直接穿过 MOSFET - 通过一个 10K 电阻来限制任何电流。
    当 Hiside MOSFET 续流时，电流在其中从源极“反向”流向漏极。因此 Tr8 的基极是反向偏置的。它无法打开。但是当电机电流反向时，情况就发生了变化。
    考虑底部 MOSFET 即将关闭之前的情况。顶部 MOSFET 将在其两端产生高电压，因此 Tr8 将导通。Tr7 和 Tr8 形成“PU 对”（参见www 站点电路），因此两者都打开并且顶部 MOSFET 的栅极被硬钳位到其源极。随着底部 MOSFET 关闭，电机电流试图通过侧边 MOSFET 飞轮。如果是正向电机电流没问题，它将首先流过顶部 MOSFET 的体二极管。但正如我们刚刚看到的，这会在 Tr8 的基极上产生负电压，因此这对在此时关闭，而 Tr6 上拉 MOSFET 栅极，将其打开。
    当底部 MOSFET 开始导通时，首先其中的电流必须上升，直到所有电机电流都流过它：这是任何控制器的正常状态，直到这种情况发生，通过飞轮装置的电流才会可以降为零。然而，对于这个电路，底部 MOSFET 电流必须进一步上升一点 - 直到有足够的电流通过顶部 MOSFET，以便在正向方向上下降足够的电压以使 Tr8 的基极发射极导通。此时 PUT 对突然打开，将 MOSFET 栅极短路并将其关闭。如果这看起来有点过激，请查看 MOSFET 瞬态电流处理规范，并记住该过电流流过大约一微秒。
    人们常说，您需要在 MOSFET 的栅极上安装一个齐纳二极管来防止电压瞬变。很少解释这些瞬态可能来自何处。然而，这些控制器设计用于的永磁电机类型具有换向器和电刷。当电机旋转时，它们会在适当的绕组之间快速切换电流。刷弧。如果在电机工作时观察电刷，您可以清楚地看到这种电弧：只有设计非常好的新电刷才不会产生明显的电弧。
    次无线电传输是通过火花发射器进行的。电弧是非常好的宽带噪声发生器，并且（因为可能有大量电流流动）这种噪声也可能具有非常高的能量。如果电机接线恰好有正确的传输路径与产生的瞬变噪声相一致，那么一个巨大的尖峰就会传回 MOSFET。这个噪声尖峰可以通过 MOSFET 的内部电容耦合到它自己的栅极，如果栅极驱动电路有问题，就会产生一个栅极电压瞬态，这可能会损坏 MOSFET。因此需要考虑这种机制，夹紧浇口是使用的方法之一。
    这种类型的噪声的问题是没有系统被抑制的级别：始终存在高于您的保护级别的噪声尖峰到达的可能性。很像防洪、防震、防雷的情况，“安全”是不存在的！这完全取决于统计概率。
    我们通过艰难的方式了解了这一点：第 2 期 2QD 电路有一个电流源，而不是 1K 上拉 IC1b 引脚 14。当我们用一个电阻器代替它时，我们突然出现了更多看似随机的故障。这种变化实际上是首先在 NCC 控制器上完成的，它在这里使用相同的电路。一位客户反复烧毁后面的电路而不是前面的电路。
    然后我们注意到，在继电器中，极片和衔铁之间，有铁屑！经询问，该客户承认他一直在系统附近使用角磨机。铁屑进入了电机和控制器。您可以想象当锉屑卡在刷具中时一定会产生噪音！
    电流源实际上将 MOSFET 栅极驱动电阻器的基极（通过晶体管集电极基极结二极管）钳位到 9v1 线路，并由齐纳二极管钳位。用 1K 替换电流源也会用 1K 替换这个尖峰钳位。这导致了可靠性的降低。幸运的是，我们遇到了这种“倒霉”--它使我们能够识别出一种机制，这种机制在设计合理的控制器上非常罕见，以至于很难识别：它只是偶尔出现的随机和不稳定的故障，因为没有充分的理由。问题是，如果你有一个每 100,000 个控制器小时发生的故障机制，你需要现场有足够的控制器，回报率足以让你真正认识到存在一种模式。只有这样你才能开始研究原因。
    D6 将栅极直接钳位到 9v1 线路，该线路本身由齐纳二极管钳位到 MOSFET 源极。在后来的设计中，栅极驱动器发射极处的 9v1 齐纳二极管直接钳位到 0v。D6 在这里工作，因为轨道路径很短。